5kW光伏逆變電源DC-DC模塊的設計

　　引言

　　光伏戶用電源系統，由光伏陣列、充電控制器、蓄電池放電控制器和逆變電源五部分組成。如圖1所示。

　　圖1 光伏逆變電源系統結構框圖

　　目前光伏逆變電源多采用高頻變換，通過高頻DC-DC變換技術，先將低壓直流變為高頻低壓交流，經過高頻變壓器升壓后再整流成高壓直流，若對其進行正弦變換，即可得到50Hz、220V正弦波交流電。但因采用高頻變換，因而體積小、重量輕、噪音小、效率高。

　　隨著諧振開關電源的發展，諧振變換也被用在逆變電源系統中，即構成了諧振型高效逆變電源。該逆變電源是在DC-DC變換中采用了零電壓開關技術，因而開關損耗基本上可以消除，即使當開關頻率超過1MHz以上后，電源的效率也不會明顯降低。本文選用移相控制全 橋零電壓開關PWM變換器作為DC-DC升壓環節。本設計就針對DC-DC模塊進行詳細設計。

　　設計指標如下：

　　 輸入直流電壓44V~48V;

　　 輸出直流電壓為350V，輸出電流14A;

　　 最大輸出功率：5000W;

　　1 主電路設計

　　1.1 主電路拓撲

　　圖2 Phase-shifted FB ZVS主電路拓撲

　　圖2是移相控制全橋零電壓開關PWM變換器電路原理圖。其中，Vin 為輸入直流電壓，D1-D4分別為Q1-Q4的內部寄生二極管，C1-C4分別為Q1-Q4的寄生電容或外接電容，Lr是諧振電感，它包括變壓器的漏感。Q1和Q2組成的橋臂為超前橋臂,Q3和Q4組成的橋臂為滯后橋臂。開關頻率為100KHZ。

　　1.2 高頻變壓器原副邊變比

為了在規定的輸入電壓范圍內能夠輸出所要求的電壓，變壓器的變比應按最低輸入電壓Vin選擇。考慮到移相控制存在副邊占空比丟失現象，選擇副邊占空比為0.85，則可技術出副邊電壓Vsec(min)為： 其中，V0是輸出直流電壓，VD是輸出整流二極管的通態壓降，VL是輸出濾波電感上的直流壓降。故變壓器原副邊變比為：，選擇變比為 K=1/10。

　　1.3 主功率管的選擇

本直流升壓環節選用MOSFET作為功率開關管來構成全橋電路。由于輸入直流電壓最大值為48V，原邊電流最大值為。根據經驗，此升壓電路功率開關管選用FAIRCHILD公司的FQA160N08,其漏源電壓為80V，正常漏極電流為160A。其溝道電阻Rds(on)=0.0056Ω。

　　1.4 諧振電容

諧振電容的選擇應考慮下述因素：為了在任意時均能實現各橋臂的零電壓關斷，Vin應取最小值Vin(min);考慮到滿載時實現零電壓關斷;負載電流為1.5A時濾波電感Lf的電流臨界連續。也就是說，的脈動量Δ 為3A。要實現開關管的零電壓關斷，諧振電容充放電時間必須大于開關管關斷時間，即：。其中，Cr是諧振電容，I是各橋臂關斷時原邊電流的大小，Vin是輸入直流電壓。在滿負載時，，開關管FQA160N08的關斷時間 ， ，根據上式可得： 。

　　1.5 諧振電感值

為了實現滯后橋臂的零電壓開關，必須滿足下式：。其中Lr是諧振電感，I是滯后橋臂開關管關斷時原邊電流的大小， 是開關管漏源極電容，Vin是輸入直流電壓。諧振電感的選擇應考慮下述因素：為了在任意時均能實現滯后橋臂的零電壓開關，Vin應取最大值Vin(max);考慮到1/3以上滿載時實現零電壓開關;負載電流為1.5A時濾波電感Lf的電流臨界連續。也就是說， 的脈動量Δ為3A。在1/3負載時，，開關管的漏源極電容 ，，根據上式可得：。

　　1.6 高頻變壓器設計

根據變壓器的溫度、功率及頻率，選擇EE90磁芯，有效截面積為Ae=4.19cm2,磁芯窗口面積為Aw=6.08cm2。則原邊繞組匝數為： 為磁感應增量，ton為一次側導通脈沖時間，由，原邊取8匝。

　　為了在任意輸入電壓時能夠輸出所要求的電壓，變壓器的副邊匝數應按最低輸入電壓Vin(min)選擇。同時應考慮副邊占空比的丟失和死區影響，實際確定副邊最大占空比 Dsec(max)。所以副邊繞組匝數為：

，取80匝。

　　其中VO為輸出電壓，VD為二極管的管壓降，VL為濾波電感的直流壓降。

　　1.7 輸出濾波電感的電感量

在設計變換器輸出濾波電感時要求輸出濾波電感在某一個最小電流 時保持連續。電感的最小值應為： 在工程設計時，一般的經驗算法是要求輸出濾波電感電流的最大脈動量ΔImax為最大輸出電流的20%，也就是說在輸出滿載電流的10%的條件下，輸出濾波電感電流應該保證連續。那么上式中的可取。由于輸入電壓是變化的，為了保證濾波電感電流的最大脈動量不超過最大輸出電流，上式中的Vin取Vin(max)。全橋變換器的開關頻率為fs，副邊整流后的方波電壓的頻率為2fs，即上式中=2fs。這樣，上式可改成下式：即取最大值=0.166mH。

　　1.8 輸出整流二極管的選擇

　　本電源的開關頻率為100kHz，輸出整流二極管應選用超快恢復二極管。對于本電路而言，整流管上承受的最大反向電壓為Vbr=Vin/K=48*10=480V。在整流管開關時，有一定的電壓振蕩，因此要考慮裕量，可以選用600V的整流二極管。整流二極管在理想狀態下，流過的最大電流等于輸出最大電流14A，考慮占空比引起的電流增加和一定的安全余量，可以選用25A的整流二極管。此升壓模塊采用的是IXYS公司的DSEI30的超快速恢復二極管，額定電壓是600V,額定電流是37A。

　　2 控制電路設計

　　圖3 控制電路

　　控制電路采用了專用移相控制器件UC3879(參考文獻4)，如圖3所示。此設計UC3879采用了電壓型PWM控制方式。其中包括過流保護電路，輸出電壓反饋可調控制電路以及蓄電池欠壓保護電路。

　　圖4 驅動電路

　　UC3879輸出的OUTA，OUTB，OUTC，OUTD4路信號再通過門控隔離驅動而設計的光耦隔離驅動電路集成芯片TLP250組成了驅動電路，如圖4所示，四組分別驅動Q1-Q4開關管，需要3個20V輔助電源， OUTA/OUTB，OUTC/OUTD相位互補，OUTA(OUTB)分別超前OUTC(OUTD)一定的移相角。輔助電源是由蓄電池、UC3844、TL431所組成的自反激式變換器。

　　3 仿真結果

　　經過仿真實驗后，結果如下：

　　曲線1代表副邊電壓波形，曲線2代表原邊電壓波形，曲線3代表原邊電流波形，從曲線2和曲線3 的比較可以看出，當原邊電流從正(或負)方向變化到負(或正)方向時，副邊存在占空比丟失(圖中垂直虛線表示)。

　　曲線4為Q3的驅動波形，曲線5 為其漏-源電壓波形。從中可以看出，當驅動電壓變為正方向時，其漏源電壓已經為零了，其內部寄生的反并聯二極管已經導通，此時開通MOSFET就是零電壓開通。而在開關管關斷時，由于諧振電容的存在，使它是零電壓關斷。因此該移相控制方式實現了開關管的零電壓開關。

　　4 結語

　　本文介紹的全橋移相ZVSPWM的DC-DC模塊開關管實現了ZVS，但副邊存在占空比的丟失，一般需采用以下兩種方法解決：① 采用輔助網絡增強滯后橋臂實現ZVS的能力;② 采用飽和電感的辦法。還需要做進一步研究。