改進的單級功率因數校正AC/DC變換器的拓撲綜述 1

摘要：單級功率因數校正(簡稱單級PFC)由于控制電路簡單、成本低、功率密度高在中小功率場合得到了廣泛的應用。但是，單級PFC中存在一些問題，如儲能電容電壓隨輸入電壓和負載的變化而變化，在輸入高壓或輕載時，電容電壓可能達到上千伏；變換器的效率低；開關損耗大等缺點。介紹了幾種改進的拓撲結構以解決這些問題。
關鍵詞：功率因數校正；AC/DC變換器；單級
　
1 概述
為了減小對交流電網的諧波污染，國內外都制訂了限制電流諧波的有關標準（如IEC1000-3-2）。因此，要求交流輸入電源必須采取措施降低電流諧波含量，提高功率因數。目前廣泛采用的有源功率因數校正方法有兩種，即兩級PFC和單級PFC。兩級PFC方案[1]如圖1所示，將PFC級輸出端與DC/DC變換器相串聯，兩級控制電路相互獨立。

圖1 兩級PFC方案圖
PFC級使輸入電流跟隨輸入電壓，使輸入電流正弦化，提高功率因數，減少諧波含量。后接的DC/DC級實現輸出電壓的快速調節。由于采用兩級結構，電路復雜，裝置費用高，效率低。在小功率應用場合，兩級PFC很不適用。因此，研究單級PFC及變換技術成為電力電子領域中的一項重要課題。
單級PFC[2][3]將PFC級和DC/DC級組合在一起共用一個開關管和一套控制電路，同時實現對輸入電流的整形和對輸出電壓的調節。它與兩級方案不同的是，控制電路只調節輸出電壓，保證輸出電壓的穩定，在穩態時，占空比恒定，因此，要求PFC級的電流能自動跟隨輸入電壓，雖然，單級PFC變換器的輸入電流不是正弦波，PF值不如兩級方案高，但由于IEC100032只對電流諧波含量有要求，對PF值沒有嚴格的要求，單級PFC變換器的輸入電流諧波足以滿足IEC100032。而且由于采用單級結構，電路簡單，成本低，功率密度高。
因此，單級PFC變換器在小功率場合得到了廣泛的應用。本文主要對單級PFC的拓撲進行了分析，指出了存在的問題，介紹了幾種改進的拓撲結構以解決這些問題。
2 單級隔離式Boost PFC電路的分析及存在的問題
典型的單級隔離式Boost PFC電路如圖2所示，該拓撲是由升壓型PFC級和正激式DC/DC變換器組合而成。有源開關S為共享開關，CB為緩沖電容。通過控制S的通斷，電路同時實現對輸入電流的整形和對輸出電壓的調節。

圖2 典型的單級隔離式boost PFC電路
眾所周知，電流斷續模式（DCM）的Boost變換器，在固定占空比下電流自動跟隨輸入電壓，因此，PFC級工作在DCM下可以得到較高的功率因數。但是，輸入和輸出電感電流的峰值較高，增加了有源開關的電流應力和開關損耗；變換器的效率低；另外電路需要一個更大的EMI濾波器。如果要求減小開關器件的電壓、電流應力，那就需要PFC級工作在電流連續模式（CCM）下，同時可以提高整個變換器的效率并減小EMI。如在圖2的a和b之間加一電感L1，可以使PFC級工作在CCM下。對于DC/DC變換器而言，為了提高變換器的效率，一般工作在CCM下，因此，占空比不隨負載變化。當負載變輕時，輸出功率減小，而PFC級輸入功率同重載時一樣，則充入儲能電容的容量大于從儲能電容抽走的能量，導致儲能電容電壓上升。為了保持輸出電壓一致，電壓反饋環調節輸出電壓，使占空比減小，輸入能量也相應減小，這個動態過程要到輸入和輸出功率平衡后才停止。負載減小帶來的后果是直流總線電壓明顯上升，也就是電容電壓明顯上升，甚至達到上千伏。
降低電容電壓通常有兩種方法：一種方法就是采用變頻控制[4]，可以使電容電壓低于450V，但是頻率變化范圍可能高達十倍，不利于磁性元件的優化設計；另一種就是采用變壓器繞組實現負反饋。如果PFC級和DC/DC變換器都工作在CCM下，輸出功率減小時，雖然占空比不變，但輸入功率也會相應減小，抑制了儲能電容電壓的增加，它的效率是最高的，PF值有所降低，但是，很難找到一種拓撲完全工作在CCM下，設計上也相對復雜。串聯單級PFC變換器的功率流圖如圖3所示，從圖中可以看出，功率由輸入傳送到輸出，經過了兩次變換，效率低。

圖3 串聯單級PFC變換器的功率流圖
因此，單級PFC變換器的主要問題是，在使輸入電流諧波滿足IEC1000-3-2和快速調節輸出電壓的同時，降低電容電壓和提高效率；另外單級PFC變換器工作在硬開關狀態時，開關器件承受的電壓、電流應力高，因此，開關損耗很大。所以，人們提出了用變壓器繞組實現負反饋，用軟開關技術以及并聯PFC等方法來降低電容電壓，開關損耗和提高效率。下面介紹幾種改進的拓撲以解決這些問題。
3 幾種改進的拓撲介紹
3.1 單級并聯PFC變換器[1][6][7]
如前所述，無論是單級還是兩級結構，串聯式拓撲結構的效率都較低。為了提高變換器的效率，人們提出了并聯PFC方法。其基本思路如下：假設PF=1，PFC輸入功率與輸出功率關系如圖4所示，平均輸入功率Pin的68％（P1）經過一次功率變換到達負載，32％的剩余功率（P2）為輸入與輸出功率在半個電網周期內的差，經過兩次功率變換到達負載[1]。圖5為該方法的功率流圖，P2經過兩次功率變換到達輸出，其余部分P1經過一次功率變換達到輸出，從而提高了電路效率，并且高于兩級和串聯單級變換器。

圖4 PFC輸入功率與輸出功率關系圖

圖5 單級并聯PFC方法的功率流圖
典型的單級Boost PPFC變換器[1]如圖6所示，電路在原帶隔離變壓器Boost拓撲結構中加入了D1，S5及Cb。電路工作時，當檢測到輸入功率（Pin）小于輸出功率（P0）時，S5開通，Cb中的能量釋放到輸出，這部分能量為P2。當輸入功率（Pin）大于輸出功率（P0）時，S5關斷，通過控制S1～S4使多出的能量存入Cb。因此，電路的控制要實現三個功能，即輸入電流控制，輸出電壓控制和電容電壓控制。這種PPFC變換器的主要優點是效率高。由于這三個被控量之間存在耦合關系，所以，控制電路復雜，控制器設計困難；另外，開關管數目多，成本較高，這些都是該變換器的主要缺點。因此，它適用于較大功率場合而不適用于小功率場合。于是文獻[6]提出了一種單級反激PPFC變換器，如圖7所示。

圖6 單級Boost PPFC變換器

圖7 單級反激PPFC變換器
T1，S，D3，Cf，RL構成電路的主支路，T2及D2組成電路的輔助支路。儲能電容CB通過D1充電到輸入電壓的峰值電壓作為輔助支路的輸入電壓。由于兩個并聯反激支路同時工作，使用二極管D2和D3來防止這兩個支路之間產生循環電流。該變換器由輸入電壓Vin和儲能電容CB同時給負載提供能量。盡管輸入電壓Vin給負載提供大部分能量。但是，當輸入電壓很小時，負載的能量主要由儲能電容CB提供。兩個變壓器可以在DCM或CCM下工作。對于小功率應用，為了提高效率，兩個變壓器都工作在DCM下。主支路與輔助支路之間的功率分配決定輸入電流的諧波含量，而變壓器T1及T2的電感值決定功率分配。所以，通過正確的設計變壓器T1及T2的電感值可以使輸入電流的諧波含量滿足IEC1000-3-2的要求。該變換器僅用一個有源開關和一個控制環就可快速地調節輸出電壓。
它的主要優點是結構簡單、效率高、儲能電容電壓被箝位，電壓值的大小等于輸入電壓的峰值，對功率開關管沒有產生附加的電壓應力。另外，在S開通時，由T1直接傳遞大部分能量到負載，降低了開關管的電流應力，提高了變換器的效率。它的主要缺點是元件數目多，成本較高。