CPS-SPWM技術在級聯H橋型變流器上的具體實現方法
隨著大功率自關斷器件和智能高速微控制芯片的不斷發展，大功率電力電子變流裝置得到了越來越深入的研究，在大容量電機驅動、交直流電力傳輸等場合的應用范圍也越來越廣泛了。在大功率電力電子變流裝置的實現上，一個重要的問題就是大功率器件的工作頻率較低，無法適應PWM技術等優秀的調制技術。載波移相正弦波脈寬調制技術（Carrier phase-shifted SPWM，以下簡稱CPS-SPWM）是為了解決該問題而提出的新技術。本文對CPS-SPWM技術在級聯H橋型多電平變流器上的具體實現方法進行了詳盡的描述。
1 基于CPS-SPWM技術的級聯H橋型變流器
田納西大學的Peng F.Z.等人于1996年提出了級聯H橋型變流器的拓撲結構，并用于無功補償[1]。級聯H橋變流器主電路拓撲結構如圖1所示，由N個單相全橋模塊在交流側串聯構成一相橋臂對，直流側相互獨立，如圖1（a）所示。由3個橋臂對通過Y型或者△連接構成三相系統，如圖1（b）所示便為Y型接法示意圖。相對于二極管鉗位型多電平變流器和飛跨電容型多電平變流器，這種級聯H橋型變流器具有如下優點：
1）各變流器單元結構相同，容易實現模塊化設計、安裝、維修；
2）直流側相互獨立，電壓均衡容易實現；
3）各變流器單元工作對稱，開關負荷平衡。
（a）單相 （b）三相Y型接法
圖1 級聯H橋型變流器主電路結構
當然，級聯H橋型變流器也有不足之處，主要就是在需要提供有功功率的場合必須采用獨立直流電源。顯然，在不需要提供有功功率的場合比如靜止無功補償器、電力有源濾波器(APF)等，級聯型多電平變流器具有更大的優勢。
在控制上，有的采用基波頻率控制[1][2]，不同的變流器單元采用不同的開關角用以消除低次諧波，控制直流電壓調節輸出基波電壓。這種方法動態響應較差，開關負荷不一致，難以輸出較寬頻帶的信號，不適于有源濾波器等要求較高調節性能的大功率場合。在以往的研究中，級聯H橋型變流器一般是應用于靜止無功補償器[3]、中高壓交流驅動[4][5]等場合，幾乎沒有在電力有源濾波器中應用的報道。并聯APF是一種受到廣泛研究的大功率電力電子裝置，具有很強的實用價值。將級聯型多電平變流器引入并聯APF，對提高有源濾波器的功率等級有重要的意義。
為此，本文提出了基于CPS-SPWM技術的級聯H橋型變流器，將CPS-SPWM技術的優點引入級聯H橋型變流器，而且不需要變壓器級聯[6][7][8]。本文著重分析這種變流器的工作原理。
2 工作原理
圖2所示為由兩個H橋單元級聯而成的變流器主電路拓撲結構圖，這種變流器由兩個全橋單元級聯而成。其中，每個全橋單元由兩個半橋組成。現有文獻一般都是將這種級聯H橋變流器按兩個全橋單元來處理，每個H橋單元為兩電平輸出，級聯后H橋單元總輸出為三電平輸出[9]。僅S1和S1′為獨立開關，將圖2所示的級聯H橋變流器當作兩個獨立單元來進行CPS-SPWM調制，這樣總的輸出僅為三電平輸出。
圖2 級聯H橋變流器
本文將圖2所示的級聯H橋變流器分解為4個獨立的半橋單元，并對4個半橋單元分別進行CPS-SPWM調制。這樣，每個H橋單元可以實現三電平輸出，級聯H橋變流器的總輸出可達五電平，達到了改善級聯H橋變流器輸出波形的目的。圖2所示的每個全橋單元中的左右兩個半橋共地，若將右半橋上下管的驅動信號互換后，圖2所示的級聯H橋變流器的輸出電壓與圖3所示的4個半橋單元級聯而成的變流器輸出電壓相等。由此，本文得到了適合級聯H橋變流器的CPS-SPWM調制方法。
圖3 4個半橋單元級聯型變流器
取四列幅值相等、相位依次互差π/2的三角載波Tr1(t)、Tr2(t)、Tr3(t)和Tr4(t)，分別與同列正弦調制波M(t)進行調制。為分析方便，取載波比kc=2，幅度調制比m=0.8，CPS-SPWM級聯H橋變流器相應的工作時序如圖4所示。
圖4 CPS-SPWM級聯H橋變流器工作時序圖
可得，適合本文所提的CPS-SPWM級聯H橋變流器的具體調制方法為：
1）初始相位為0的三角載波Tr1(t)與調制波M(t)相比較所得驅動信號g1來驅動左半橋上開關管S1，與g1互補的驅動信號g4來驅動左半橋的下開關S4；
2）初始相位為π/2的三角載波Tr2(t)與調制波M(t)相交所得驅動信號g1′來驅動左半橋上開關管S1′，與g1′互補的驅動信號g4′來驅動左半橋的下開關管S4′；
3）初始相位為π的三角載波Tr3(t)與調制波M(t)相比較取反后的驅動信號g2來驅動右半橋上開關管S2，與g2互補的驅動信號g3來驅動右半橋的下開關管S3。
4）初始相位為3π/2的三角載波Tr4(t)與調制波M(t)取反后的驅動信號g2′來驅動右半橋上開關管S2′，與g2′互補的驅動信號g3′來驅動右半橋的下開關管S3′。
3 仿真驗證
為說明CPS-SPWM技術在級聯H橋型變流器中的具體應用方法，對圖2所示級聯H橋變流器進行了仿真分析，仿真時幅度調制比取0.9，載波比取21。取四列相位互差π/2的三角載波與一列正弦調制波進行調制，便可得到圖2中開關管S1、S1′、S3、S3′相應的驅動信號g1、g1′、g3、g3′，如圖5所示。開關管S4、S4′、S2、S2′相應的驅動信號g4、g4′、g2、g2′依次與g1、g1′、g3、g3′互補，這里不再給出。需要指出的是，對于圖2所示的級聯H橋，開關管S1的驅動信號g1與一個變流器單元輸出的電壓波形相同，驅動信號g1相應的頻譜也是一個變流器單元輸出波形的頻譜；同理，驅動信號g1和g3相加所得三電平波形與兩個變流器單元組成的CPS-SPWM變流器輸出的波形相同，驅動信號g1和g3相加所得三電平波形相應的頻譜也就是兩個變流器單元組成的CPS-SPWM變流器輸出波形的頻譜；驅動信號g1、g3、g1′和g3′相加所得五電平輸出波形與4個變流器單元組成的CPS-SPWM變流器輸出的波形相同，驅動信號g1、g3、g1′和g3′相加所得五電平輸出波形的頻譜也就是4個變流器單元組成的CPS-SPWM變流器輸出的波形的頻譜。圖5所示為級聯H橋開關管的驅動信號及其相應的頻譜。
圖5級聯H橋變流器中開關管相應的驅動信號
開關管S1的驅動信號及其相應的頻譜如圖6所示。驅動信號g1和g3相加所得三電平波形及其頻譜如圖7所示。驅動信號g1′和g3′相加所得三電平波形及其頻譜如圖8所示。驅動信號g1、g3、g1′和g3′相加所得五電平輸出波形及其頻譜如圖9所示。g1驅動信號為兩電平輸出，從頻譜中可以看出，除基波分量外，最低次諧波群出現在21次附近，其余諧波群分散在42、63、84次附近。
（a）驅動信號g1波形 （b）g1相應的頻譜
圖6 驅動信號g1波形及其相應頻譜
（a）驅動信號g1＋g3所得波形 （b）g1＋g3所得波形的頻譜
圖7 驅動信號g1＋g3所得波形及其相應頻譜
（a）驅動信號g1′＋g3′所得波形 （b）g1′＋g3′所得波形的頻譜
圖8 驅動信號g1′＋g3′所得波形及其相應頻譜
（a）驅動信號g1＋g3＋g1′＋g3′所得波形 （b）g1＋g3＋g1′＋g3′所得波形的頻譜
圖9 驅動信號g1＋g3＋g1′＋g3′所得波形及其相應頻譜
驅動信號g1＋g3所得波形和驅動信號g1′＋g3′所得波形均為三電平輸出，從頻譜中可以看出，除基波分量外，最低次諧波群出現在42次附近，63次附近諧波群基本已被抵消，其余諧波群主要集中在84次附近，可看出等效開關頻率提高為原來的2倍。
驅動信號g1＋g3＋g1′＋g3′所得波形為五電平輸出，從頻譜中可以看出，除基波分量外，最低次諧波群出現在84次附近，其余諧波群基本全部被抵消了，可看出等效開關頻率提高為原來的4倍。
仿真表明，級聯H橋型變流器采用CPS-SPWM調制以后，具備了CPS-SPWM技術固有的優點：在較低的器件開關頻率下實現較高等效開關頻率的效果；通過低次諧波相互抵消提高等效開關頻率，而不是將諧波簡單地向高次推移[10][11][12][13][14]?；贑PS-SPWM技術的級聯H橋型變流器可以應用在電源有源濾波器（APF）場合。
4 技術評價
1）在各種多電平變流器拓撲中，級聯H橋型多電平變流器所需的元器件數目最少；
2）由于采用獨立直流結構，因此直流側的均壓問題相對容易解決；
3）每個基本單元的電路結構完全一致，更有利于模塊化設計；
4）級聯H橋型多電平變流器中，每級變流器單元可采用低壓元器件，在交流側卻可以獲得高電壓的輸出；
5）每級變流器的輸出為三電平，與常規兩電平全橋電路相比，du/dt降低一半，大大減小了電磁干擾（EMI）；
6）由于各基本單元結構、容量一致，因而容易進行冗余設計，有利于系統在不正常工況或負載切換時的可靠運行。
級聯H橋型多電平變流器的缺點是在需要提供有功功率的場合（比如交流電機驅動和交流供電電源等），需要獨立的直流電源，而這些獨立的直流電源最好是可逆的，比如蓄電池等。而在電力有源濾波器(APF)中不需要直流電源提供能量。顯然，級聯型多電平變流器在APF系統中有很大的優勢。
CPS-SPWM技術能夠在較低的器件開關頻率下實現較高開關頻率的效果，通過低次諧波的相互抵消提高等效開關頻率，而不是簡單地將諧波向高次推移，因而具有良好的諧波特性，在提高裝置容量的同時，有效地減小了輸出諧波，提高了整個裝置的信號傳輸帶寬。除此之外，該技術還具備線性度好，控制性能優越等一系列優點。
在并聯有源濾波器系統中，由于直流側不需要提供有功功率，級聯H橋型多電平變流器的優勢可以得到充分的發揮。而CPS-SPWM技術良好的諧波傳輸特性也可以得到良好的利用。因此，本文將二者結合起來，提出了基于CPS-SPWM技術的級聯H橋型變流器?；贑PS-SPWM技術的級聯H橋型變流器能夠在較低的器件開關頻率下實現高載波頻率的效果，而且不需要通過變壓器級聯。因而結構簡單，相同電平數下開關器件最少。級聯各H橋單元之間相互獨立，直流側均壓較容易實現，便于模塊化設計，且較容易引進軟開關技術。電力有源濾波器（APF）裝置僅需提供少量的有功功率以補償裝置的開關和線路損耗，故直流側不需要獨立電源，只需要電容器即可。
級聯H型多電平變流器作為近年來研究的熱點，自身具有很多技術上的優勢[28][29][30]，而將其應用到APF上，是一個較新的研究方向。
5 實驗驗證
本文構造了一個三相五電平級聯H橋型逆變器來驗證24路PWM產生器的正確性，其主電路結構如圖10所示。開關器件選用Fuji公司生產的型號為6MBP15RY060的IPM模塊，負載為阻感性負載。中間直流濾波電容的容量選為470μF/450V。實驗中，ACEX1K30的FPGA芯片外圍用的時鐘為16M，調制波頻率為50Hz，采樣頻率為1050Hz，載波周期的計數值為（16M/1050）/2=7619，設定好DSP的I/O口后，就按照以上的規則進行連接輸入，在DSP程序中采用了4個捕獲中斷的方法。DSP算法中，正弦表采用查表法。正弦表中選用了84個點，每來一個中斷，查表指針加1，這樣，每一個中斷走完一個周期所經歷的點是21個，每一個變流器單元對應的調制波頻率為50Hz。這樣，便可輸出4個變流器單元所需的24路PWM脈沖。
圖10 五電平級聯H橋逆變器主電路
A相的4組驅動信號如圖11所示，可以看出一個調制波周期內有21個脈沖，4個PWM驅動信號的周期均為20ms，4組驅動信號存在一定的相位差。圖12所示為4組載波對應中斷信號，可以看出每1ms左右內有一個中斷信號，一個周期20ms內有21個中斷信號，每組中斷信號基本相差230μs，約為20ms/84與CPSSPWM理論相符合。
圖11 A相4組驅動信號波形（1V/div）
圖12 4組載波對應的中斷信號
A相和B相PWM波形如圖13所示，A相和B相PWM波形周期均為20ms，且B相脈沖滯后A相約6.7ms，即120°。A相上下橋臂PWM波形如圖14所示，可以看出，經過死區產生器可以可靠產生死區。
圖13 A相和B相PWM波形
圖14 A相上下橋臂PWM波形
A相和B相PWM波形經過RC低通濾波器后得到的正弦波波形如圖15所示，可以看出周期為20ms。圖16為4個相移載波計數器值到達設定值時產生的中斷信號，大約每1ms左右來一個中斷信號，每個中斷信號都對應一個PWM信號，脈寬變化比較明顯。
圖15 A相和B相PWM觸發信號中的基波成分
圖16 中斷信號和PWM信號
圖10的五電平級聯H橋逆變器中A相單個H橋的電壓波形及其頻譜如圖17所示。用Matlab軟件進行仿真得到的相應的波形及頻譜如圖18所示，比較兩個頻譜可以發現，最低次諧波都分布在42附近，是開關頻率的兩倍[15][16]，輸出電壓的諧波特性與理論分析完全一致，驗證了實驗結果的正確性。
（a）單個H橋相電壓和相電流實驗波形 （b）波形相應的頻譜
圖17 單個H橋相電壓實驗波形及其頻譜特性
（a）單個H橋相電壓仿真波形 （b）圖（a）所示波形相應頻譜
圖18 單個H橋相電壓仿真波形及相應頻譜
圖10的五電平級聯H橋逆變器中A相兩個H橋級聯后的輸出電壓波形及其頻譜如圖19所示；用Matlab軟件進行仿真得到的相應的波形及頻譜如圖20所示，比較圖19和圖20兩個頻譜可以發現，最低次諧波發生在84附近，即實現了4倍等效開關頻率。從頻譜上看，輸出電壓的諧波特性與理論分析完全一致，驗證了載波相移SPWM技術應用于級聯型多電平變流器的技術優勢。
（a）兩個H橋級聯后所得相電壓實驗波形 （b）圖（a）所示波形相應頻譜
圖19 兩個H橋級聯后的相電壓實驗波形及其頻譜
（a）兩個H橋級聯后的相電壓仿真波形
（b）圖（a）所示波形相應頻譜
圖20 兩個H橋級聯后的相電壓仿真波形及其頻譜
6 結語
基于CPS-SPWM技術的級聯H橋型變流器同時具備級聯H橋變流器拓撲結構的優點和CPS-SPWM調制技術的優點，能夠在較低的器件開關頻率下實現高載波頻率的效果，而且不需要通過變壓器級聯；其結構簡單，相同電平數下開關器件最少；級聯各H橋單元之間相互獨立，直流側均壓較容易實現，便于模塊化設計，且較容易引進軟開關技術?；贑PS-SPWM技術的級聯H橋型變流器非常適于有源濾波器等要求較高調節性能的大功率場合，具有廣闊的應用前景。另外，在小功率裝置中，器件開關頻率較高，采用這種變流器可以提高傳輸頻帶，大大減小無源濾波器的容量和尺寸?；贑PS-SPWM技術的級聯H橋型變流器在音頻放大器、微弱信號放大器等場合也具有較高的應用價值。
文章版權歸西部工控xbgk所有，未經許可不得轉載。
上一篇：600W高壓鈉燈電子鎮流器的研制
下一篇：測量監理計量控制
服務咨詢